矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀提供解決方案

        測(cè)量傳統(tǒng)RF信號(hào)時(shí)并不能經(jīng)常達(dá)到預(yù)期效果，如常用的單端式傳輸線中的微帶線架構(gòu)間的傳導(dǎo)板常被視為理想接地，但由于許多電路器件以其為參考電位的操作模式，從而導(dǎo)致板上產(chǎn)生電流。而且微帶線本身也會(huì)受磁場(chǎng)干擾而成為干擾源并影響到其他傳輸線或器件，這些問(wèn)題都可以采用對(duì)稱(chēng)性的平衡式器件來(lái)解決。

        傳統(tǒng)上RF信號(hào)是通過(guò)一組傳輸線傳送，而其中一條傳輸線與地線連接。此種類(lèi)型的傳輸線稱(chēng)之為非平衡式或單端結(jié)構(gòu)，而一般常用的單端式傳輸線包括同軸線、微帶線與共面線。

        RF信號(hào)微帶線，其架構(gòu)為一條金屬細(xì)帶與傳導(dǎo)板，其間由介質(zhì)作為分隔。傳導(dǎo)板被視為理想接地，也就是說(shuō)，此平板上任一位置都具有相同的電位。但事實(shí)卻并非如此，許多電路器件以此地線板為參考電位的操作模式，將導(dǎo)致此板上有電流產(chǎn)生。有限的導(dǎo)電率與寄生的電感效應(yīng)將提高地線板上電位的差異，而這些差異性將會(huì)干擾到信號(hào)。

        再者，由于微帶線上的金屬細(xì)帶像天線一樣容易受到干擾電磁場(chǎng)的影響，并且微帶線本身也會(huì)成為干擾源而影響到其他傳輸線或器件。

        這些問(wèn)題都可以采用對(duì)稱(chēng)性的平衡式器件來(lái)解決相關(guān)問(wèn)題。圖1則為共面架構(gòu)（Coplanar Structure）下所采用的平衡式傳輸線的切面圖，顯示出共同平衡式傳輸切面（Cross section of a planar balance transmission）。

        信號(hào)是通過(guò)兩條導(dǎo)線間的電壓差來(lái)讀取，稱(chēng)之為差模，在理想架構(gòu)下是與地線無(wú)關(guān)的。然而事實(shí)上，大部分的線板皆非�？拷鼘�(dǎo)線，因此除了差模之外，還共模方式。

差模與共模

        一組具有地線的平衡式傳輸線可將之等效為兩條耦合式單端傳輸線架構(gòu)。由傳輸線理論得知，此兩條耦合線存在兩種獨(dú)立的操作模式——奇模（odd）與偶模（even）或差模與共模。圖2顯示為一組共面平衡式傳輸線在兩種操作模式下電場(chǎng)、磁場(chǎng)的分布切面圖。

        對(duì)于共模架構(gòu)而言，試想在垂直對(duì)稱(chēng)平面有一磁墻（Magnetic Wall），則在差模架構(gòu)下為一電墻（Electric Wall）。

        一般來(lái)說(shuō)，這兩種模式下的特性阻抗與傳導(dǎo)系數(shù)是不同的，且兩者之間并無(wú)固定的關(guān)系可表示，這些參數(shù)是根據(jù)傳輸線的型態(tài)而定。差模下的特性阻抗為Zd，共模下的特性阻抗為Zc。假設(shè)對(duì)于兩條單端傳輸線，其特性阻抗為Z0，則Zd與Zc可輕易求出。對(duì)于差模來(lái)說(shuō)，兩組電壓大小相同，相位反向，如此可視為電壓雙倍而電流不變，因此Zd=2Z0。對(duì)于共模來(lái)說(shuō)，電流雙倍而電壓不變，因此Zc = Z0/2。

        一條傳輸線可利用單端模式下的波量（Wave Quantities）及S參數(shù)來(lái)描述，也可以差模及共模下的參數(shù)表示，由于后者并非為單一操作模式，所以其S參數(shù)稱(chēng)之為混模（mixed-mode）參數(shù)。傳輸線不論以單端還是混模參數(shù)描述都是一樣的，而且兩者之間可相互轉(zhuǎn)換。

        混模參數(shù)不僅用來(lái)表示傳輸線，也可以用在線性電路的架構(gòu)中，圖3的濾波器具有一個(gè)單端口 （port 1）與一個(gè)平衡式端口（port 2）。

        其混模矩陣為公式1所示：

        下標(biāo)符號(hào)xyij，x與y表示s（單端口），d（差模），c（共模），i與j表示端口的編號(hào)。x與i表示負(fù)載端的模式與編號(hào)，而y與j表示信號(hào)源的模式與編號(hào)。當(dāng)有超過(guò)一個(gè)單端口或平衡式端口時(shí)，這些參數(shù)可區(qū)分為9大區(qū)域，如公式2所示：

◆ Sssij代表所有單端口上的反射與入射參數(shù)

◆ Sddij代表所有平衡式端口上差模的反射與入射參數(shù)

◆ Sccij代表所有平衡式端口上共模的反射與入射參數(shù)

◆ Ssdij代表所有自平衡式端口上差模輸入在單端口輸出的入射參數(shù)

◆ Sdsij代表所有自單端口輸入在平衡式端口上差模輸出的入射參數(shù)

◆ Sscij代表所有自平衡式端口上共模輸入在單端口輸出的入射參數(shù)

◆ Scsij代表所有自單端口輸入在平衡式端口上共模輸出的入射參數(shù)

◆ Sdcij代表所有自平衡式端口上共模輸入，在平衡式端口上差模輸出的入射參數(shù)

◆ Scdij代表所有自平衡式端口上差模輸入，在平衡式端口上共模輸出的入射參數(shù)

        理想的平衡式器件是操作在差模下，而且會(huì)排除所有共模信號(hào)。圖4顯示完全平衡式器件與平衡式——單端口器件的操作模式。對(duì)于理想的完全平衡式器件，公式（2）的S參數(shù)中非對(duì)角線區(qū)域皆為0，而理想的平衡式——單端式器件，其Ssd與Sds區(qū)域的值不為0。

        針對(duì)一些非理想特性來(lái)說(shuō)，圖3的濾波器是在操作頻段內(nèi)自單端口1傳送至平衡式端口2讀取差模信號(hào)，而這項(xiàng)特性以參數(shù)Sds21表示。然而由于非理想性將導(dǎo)致Scs21項(xiàng)的產(chǎn)生，也就是由端口1傳入的信號(hào)，部分會(huì)轉(zhuǎn)換成共模信號(hào)由端口2傳出。負(fù)載端將會(huì)接收或反射這些共模或差模信號(hào)（圖5）。

        在濾波器輸出端產(chǎn)生二次反射后（并且共模信號(hào)經(jīng)過(guò)模式轉(zhuǎn)換后產(chǎn)生差模信號(hào)），這些反射信號(hào)將會(huì)干擾到傳送的差模信號(hào)而影響濾波器的特性。由此可知，倘若無(wú)法將模式轉(zhuǎn)換的影響降為0，則平衡式器件至少必須涉及到對(duì)于共模能夠有好的匹配特性。而那些已經(jīng)轉(zhuǎn)換成一次共模信號(hào)并且維持共模類(lèi)型的信號(hào)成分，并不會(huì)影響到傳送信號(hào)的特性。但在端口1端接收到噪聲時(shí)，這些信號(hào)會(huì)產(chǎn)生EMI。相反地，共模噪聲會(huì)被接收并轉(zhuǎn)成差模信號(hào)而降低噪聲比（Signal to Noise）。

測(cè)量技術(shù)

        定義待測(cè)物的混模參數(shù)時(shí)需要測(cè)量?jī)x器提供純差模及純共模的輸入，再者，儀器的接收端必須分辨由待測(cè)物傳回的差模及共模響應(yīng)。因此，定義正確的參考平面與平衡式校正程序尤為重要。

        商業(yè)經(jīng)濟(jì)型網(wǎng)絡(luò)分析儀并無(wú)法達(dá)到這些需求，因其測(cè)試端口為非平衡式且同一時(shí)間僅有一個(gè)測(cè)試端口輸出。這些測(cè)量上的限制可通過(guò)使用平衡—不平衡轉(zhuǎn)換器（baluns）來(lái)解決。圖6以簡(jiǎn)易的平衡—不平衡轉(zhuǎn)換器搭配矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀來(lái)針對(duì)雙端口待測(cè)物作差模信號(hào)測(cè)量。當(dāng)差模下的特性阻抗為ZD時(shí)，平衡—不平衡轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換比nD為（公式3）：

        然而，這種測(cè)量方式也存在一些缺點(diǎn)：

◆ 待測(cè)物S參數(shù)的定義是以待物平衡式端口為基準(zhǔn)面，而校正平面在同軸端口，且測(cè)量結(jié)果包括待測(cè)物與平衡—不平衡轉(zhuǎn)換器。假使平衡—不平衡轉(zhuǎn)換器的特性并非理想加上額外的一些線長(zhǎng)，將會(huì)嚴(yán)重影響到測(cè)量結(jié)果。由于平衡式校正標(biāo)準(zhǔn)不易定義，因此直接于平衡式端口作校正程序也不易實(shí)行。

◆ 在使用簡(jiǎn)易的4端口平衡—不平衡轉(zhuǎn)換器時(shí)，共模下的負(fù)載阻抗為開(kāi)路器件，由圖5可知多次反射下將嚴(yán)重影響測(cè)量的準(zhǔn)確性。這種情形可通過(guò)在平衡—不平衡轉(zhuǎn)換器與待測(cè)物間的纏繞線圈中置放一中央閥連接一共模特性阻抗為Zc的器件至電線來(lái)解決（圖6）。

◆ 無(wú)法測(cè)量到共模與模式轉(zhuǎn)換特性。

◆ 平衡—不平衡轉(zhuǎn)換器的帶寬限制在1GHz左右。

        為了測(cè)量共模特性，可將共模轉(zhuǎn)換器加入到圖6電路中，如圖7所示。

        共模轉(zhuǎn)換器是連接在差模平衡—不平衡轉(zhuǎn)換器的中央閥上，因此可采用單端式測(cè)試端口矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀分別測(cè)量差模與共模信號(hào)。然而平衡—不平衡轉(zhuǎn)換器的非理想性與限制帶寬的缺點(diǎn)依就無(wú)法解決。

        如前所提，以單端口特性描述待測(cè)物如同以混模特性描述，況且對(duì)于單端式多端口器件而言，測(cè)量?jī)x器、配件、校正與測(cè)量技術(shù)是容易達(dá)到且定義的。

        當(dāng)單端式參數(shù)得到后，可通過(guò)模型分解技術(shù)（Modal Decomposition Technique）得到混模參數(shù)，基本采用以下兩種不同方式：

◆ 將單端式S參數(shù)轉(zhuǎn)換成單端式Z參數(shù)，由于單端式與混模式電壓與電流間為線性關(guān)系，可將單端式電壓電流關(guān)系式U=ZxI替換為混模式電壓電流，如此可得到混模Z參數(shù)，這些Z參數(shù)最后再轉(zhuǎn)換為混模S參數(shù)。對(duì)于任意參考阻抗的單端口及平衡式端口而言，此項(xiàng)程序皆可適用。

◆ Bockelman及Eisenstadt研究出單端式與混模式S參數(shù)間的直接轉(zhuǎn)換關(guān)系，然而關(guān)于測(cè)試端口的阻抗仍有一些限制，若不符合條件，則必須采用另外的二次正規(guī)化方式來(lái)解決。